高频通讯电路设计
⑴ 高频电子线路在无线通信中的应用
高频电子线路是电子、信息、通信类等专业重要的技术基础课，主要研究 通信系统各单元电路的工作原理、电路组成和设计方法。这门课程的学习，要求达到理解与熟悉高频电路中各单元电路的工作原理，熟悉各单元电路的组成，组件及参数的选择，使用实验仪器和虚拟实验，进行电路参数的测试和电路的研究，掌握电路的基本设计方，进行电路的调试。教学内容主要包括:选频网络; 噪声与干扰;高频小信号放大器;正弦波振荡器；非线性电路与时变电路，高频功率放大器;模拟调制和解调;反馈控制系统AGC、AFC、PLL;频率合成技术等。《高频电子线路》使学生受到严格的科学思维和科学研究初步训练，逐步培养能在电子信息科学与技术、计算机科学与技术及相关领域和行政部门从事科学研究、教学、科技开发、产品设计及管理工作的能力。 高频小信号放大器主要用于放大高频小信号，属于窄带放大器。由于采用谐振回路作负载，解决了放大倍数、通频宽带、阻抗匹配等问题，高频小信号放大器又称为小信号谐振放大器。就放大过程而言，电路中的晶体管工作在小信号放大区域中，非线性失真很小。一方面可以对窄带信号实现不失真放大，另一方面又对带外信号滤除，有选频作用。因此，从原理上深刻理解谐振负载的选频和阻抗变换作用，对于我们掌握《高频电子线路》在无线通信中的应用的知识是非常重要的。通过《高频电子线路》的学习，我们充分了解高频小信号放大器的工作原理及特点。掌握高频小信号放大器的电路组成、晶体管工作的内部物理机制、高频参数、高频等效电路、参数等效电路。掌握高频小信号放大器放大倍数、输入阻抗、输出导纳的计算公式的推导与使用方法。充分理解理解高频小信号放大器的内部反馈及稳定工作条件，掌握消除内部反馈的原理与基本方法。掌握高频小信号放大器阻抗匹配、接入系数的概念与基本计算方法。我们要学习高频小信号放大器的等效电路，掌握其分析过程。 高频放大器与低频放大器的主要区别是二者的工作频率范围和所需通过的频带宽度都有所不同，所以采用的负载也不相同。低频放大器的工作频率低，但整个工作频带宽度很宽，例如20—20 000Hz,高低频率的极限相差达到1000倍，所以它们都是采用无协调负载，例如电阻、有铁心的变压器等。高频放大器的中心频率一般在几百千赫致至几百兆赫，但所需通过的频率范围（频带）和中心频率往往是很小的，或者只是工作于某一频率，因此一般都是采用选频网络组成谐振放大器或非谐振放大器。所谓谐振放大器，就是采用谐振回路作负载的放大器。根据谐振回路的特性，谐振放大器对于靠近谐振频率的信号，有较大的增益，对于远离谐振频率的信号，增益迅速下降。所以谐振放大器不仅有放大作用，而且也起着滤波或选频的作用。 对于高频小信号放大器来说，由于信号小，可以认为它工作在晶体管（或场效应管）的线性范围内。这就允许把晶体管看成现行元件，因此可作为有源线性四端网络（等效电路）来分析。为了分析高频小信号放大器，首先应当了解实际运用时对它的要求如何，也就是应当先讨论它的主要质量指标。对高频小信号放大器提出的主要指标如下： 1. 增益（放大倍数） 放大器输出电压V O（或功率P O）与输入电压V i（或功率P i ）之比，称为放大器的增益或放大倍数，用A v ( 或 A p ) 表示（有时以dB数计算）。 电压增益 ： (3-1) 功率增益 ： 分贝表示 ： 2. 通频带 放大器的电压增益下降到最大值的 0.7（即 1/ ）倍时，所对应的频率范围称为放大器的通频带，用BW=2Δf 0.7表示，如图 3-1 。2Δf 0.7 也称为 3 分贝带宽。 高频小信号放大器的通频带 由于放大器所放大的一般都是已调制的信号，已调制的信号都包含一定的频谱宽度，所以放大器必须有一定的通频带，以便让必要的信号中的频谱分量通过放大器。 与谐振回路相同，放大器的通频带决定于回路的形式和回路的等效品质因数Q L 。此外，放大器的总通频带，随着级数的增加而变窄。并且，通频带愈宽，放大器的增益愈小。 3. 选择性 从各种不同频率信号的总和（有用的和有害的）中选出有用信号，抑制干扰信号的能力称为放大器的选择性，选择性常采用矩形系数和抑制比来表示。 4. 工作稳定性 指在电源电压变化或器件参数变化时，以上三参数的稳定程度。一般的不稳定现象是增益变化，中心频率偏移、通频带变窄等，不稳定状态的极端情况是放大器自激，以致使放大器完全不能工作。 为使放大器稳定工作，必须采取稳定措施，即限制每级增益，选择内反馈小的晶体管，应用中和或失配方法等。 5. 噪声系数 放大器的噪声性能可用噪声系数表示 ： N F 越接近 1 越好，在多级放大器中，前二级的噪声对整个放大器的噪声起决定作用，因此要求它的噪声系数应尽量小。 高频放大器利用三极管的电流控制作用或场效应管的电压控制管的集电极电流永远是基极电流的β倍，β是三极管的交流放大倍数，应用这一点，若将小信号注入基极，则集电极流过的电流会等于基极电流的β倍，然后将这个信号用隔直电容隔离出来，就得到了电流(或电压)是原先的β倍的大信号，这现象成为三极管的放大作用。经过不断的电流及电压放大，就完成了功率放大。功率放大器，简称“功放”。很多情况下主机的额定输出功率不能胜任带动整个音响系统的任务，这时就要在主机和播放设备之间加装功率放大器来补充所需的功率缺口，而功率放大器在整个音响系统中起到了“组织、协调”的枢纽作用，在某种程度上主宰着整个系统能否提供良好的音质输出。作用将电源的功率转换为按照输入信号变化的电流。因为声音是不同振幅和不同频率的波，即交流信号电流，三极 无线通信主要包括微波通信和卫星通信。随着电子技术和通信技术的不断发展，高频电子线路目前也在从分立元件向集成电路化方向发展。在谐振放大器中，主要应用线性集成电路。他具有可靠性，性能好，体积小，重量轻，便于安装调试和适合于大量生产等优点。目前线性集成电路大多由多个NPN型晶体管和少量电阻。电容组成。放大器或其他电路中所需要的大电阻、大电容和电感均必须外接。所以现时的集成电路谐振放大器还是由负担放大信号的集成电路和具有一定带宽的选择性回路两部分组成，另外加接一些大的电阻和大电容所组成的附属电路，如滤波去耦电路等。 目前电子设备的性能在很大程度上与干扰和噪声有关。例如，接收机的理论灵敏度可以非常高，但是考虑了噪声以后，实际灵敏度就不可能做到很高。在通信系统中，提高接收机的灵敏度比增加发射机烦的成功率更为有效。在其他电子仪器，它们的准确性。灵敏度等也与噪声有很大的关系。另外，由于各种干扰的存在，大大影响了接收机的工作，因此，研究各种干扰和噪声的特性，以及降低干扰和噪声的方法十分必要。这时，便需要将高频小信号放大器中的知识运用到通信之中。 随着科技技术的发展，以及人类对通信领域越来越深刻的研究，《高频电子线路》的知识成为了无线通信领域中不可或缺的一部分知识，只有在掌握好了这门课程的知识，才能将里面的要点融会贯通到无线通信的应用之中，《高频电子线路》是无线电技术类各专业的一门主要技术的基础课，他的任务是研究高频电子线路的基本原理和基本分析方法，以单元电路的分析和设计为主。只要在熟练掌握了这门知识，以后才有可能在无线通信理论中有所造诣。
⑵ 通信电子电路设计学什么课程
通信电子电路，比如高频小信号放大器，非线性电路分析基础，谐振功率放大器，正弦波振荡器，振幅调制、解调与混频，角度调制与解调，反馈控制电路，频率合成技术的学科
⑶ 平行双线传输电磁波的区域
一．关于CAD辅助设计软件与网络分析仪
对于高频电路设计，当前已经有了很好的CAD类软件，其强大的功能足以克服人们在设计经验方面的不足及繁琐的参数检索与计算，再配合功能强大的网络分析仪，按理应该是稍具经验者便能完成质量较好的射频部件。但是，实际中却不是这回事。
CAD设计软件依靠的是强大的库函数，包含了世界上绝大部分无线电器件生产商提供的元器件参数与基本性能指标。不少射频工程师错误地认为：只要利用该工具软件进行设计，就不会有多大问题。但实际结果却总是与愿望相反，原因是他们在错误认识下放弃高频电路设计基本概念的灵活应用及基本设计原则的应用经验积累，结果在软件工具的应用中常犯下基本应用错误。射频电路设计CAD软件属于透明可视化软件，利用其各类高频基本组态模型库来完成对实际电路工作状态的模拟。至此，我们已经可以明白其中的关键环节枣高频基本组态模型有两类，一类属于集中参数形态之元器件模型，另一类属于常规设计中的局部功能模型。于是存在如下方面问题：
（1）元器件模型与CAD软件长期互动发展，日趋完善，实际中可以基本相信模型的*真度。但元器件模型所考虑的应用环境（尤其是元器件应用的电环境）均为典型值。多数情况下，必须利用经验确定系列应用参数，否则其实际结果有时甚至比不借助CAD软件的设计结果相差更远。
（2）CAD软件中建立的常规高频基本组态模型，通常限于目前应用条件下可预知的方面，而且只能局限于基本功能模型（否则产品研发无须用人，仅靠CAD一手包办而诞生各类产品）。
（3）特别值得注意的是：典型功能模型的建立，是以典型方式应用元器件并以典型完善的工艺方式构造（包括PCB构造）下完成的，其性能也达到“典型”的较高水平。但在实际中，就是完全模仿，也与模型状态相差甚远。原因是：尽管选用的元器件及其参数一致，但它们的组合电环境却无法一致。在低频电路或数字电路中，这种相差毫厘的情况妨碍不大，但在射频电路中，往往发生致命的错误。
（4）在利用CAD软件进行设计中，软件的容错设计并不理睬是否发生与实际情况相违背的错误参数设置，于是，按照其软件运行路径给出一理想的结果，实际中却是问题百出的结果。可以知道其关键错误环节在于没有利用射频电路设计的基本原则去正确应用CAD软件。
（5）CAD软件仅仅属于设计辅助工具，利用其具备的实时模拟功能、强大的元器件模型库及其函数生成功能、典型应用模型库等等方面来简化人们的繁琐设计与计算工作，到目前为为止，尚远远无法在具体设计方面代替人工智能。
CAD软件在射频PCB辅助设计中所体现的强大功能是该软件大受欢迎的一个重要方面。但实际中，许多射频工程师会经常“遭其暗算”。导致原因仍然是其对参数设置的容错特性。往往利用其仿真功能得出一理想的模型（包括各个功能环节），一到实际调试中才发现：还不如利用自己的经验来设计。
所以，CAD软件在PCB设计中，仍然仅仅有利于拥有基本的射频设计经验与技巧的工程师，帮助他们从事繁琐的过程设计（非基本原则设计）。
网络分析仪分为标量和矢量两种，是射频电路设计必不可少的仪器。通常的做法是：结合基本的射频电路设计理念和原则完成电路及PCB设计（或利用CAD软件完成），按要求完成PCB的样品加工并装配样机，然后利用网络分析仪对各个环节的设计逐个进行网路分析，才有可能使电路达到最佳状态。但如此工作的代价是以至少3~5版的PCB实际制作，而若没有基本的PCB设计原则与基础理念，所需要的PCB版本将更多（或者无法完成设计）。
由上述可见：
（1）在利用网络分析仪对射频电路进行分析过程中，必须具有完备的高频电路PCB设计理念和原则，必须能通过分析结果而明确知道PCB的设计缺陷枣仅此一项就要求相关工程师具备相当的经验。
（2）对样机网路环节进行分析过程中，必须依靠熟练的实验经验和技巧来构造局部功能网络。因为很多时候，通过网络分析仪所发现的电路缺陷，会同时存在多方面的导致因素，于是必须利用构造局部功能网路来加以分析，彻查导致原因。这种实验性电路构造必须借助清晰的高频电路设计经验与熟练的电路PCB构造原则。
二．本文的针对范畴
本文主要针对通讯产品的一个前沿范畴枣微波级高频电路及其PCB设计方面的理念及其设计原则。之所以选择微波级高频电路之PCB设计原则，是因为该方面原则具有广泛的指导意义且属当前的高科技热门应用技术。从微波电路PCB设计理念过渡到高速无线网络（包括各类接入网）工程，也是一脉相通的，因为它们基于同一基本原理枣双传输线理论。
有经验的射频工程师设计的数字电路或相对较低频率电路PCB，一次成功率是非常高的，因为他们的设计理念是以“分布”参数为核心，而分布参数概念在较低频率电路（包括数字电路中）中的破坏作用，常为人们所忽略。
长期以来，许多同行完成的电子产品（主要针对通讯产品）设计，往往问题重重。一方面固然与电原理设计（包括冗余设计、可靠性设计等方面）的必要环节缺乏有关，但更重要的，是许多这类问题在人们认为已经考虑了各项必要环节下而发生的。针对这些问题，他们往往将精力花在对程序、电原理、参数冗余等方面的核查上，却极少将精力花在对PCB设计的审核方面，而往往正是由于PCB设计缺陷，导致大量的产品性能问题。
PCB设计原则涉及到许多方方面面，包括各项基本原则、抗干扰、电磁兼容、安全防护，等等。对于这些方面，特别在高频电路（尤其在微波级高频电路）方面，相关理念的缺乏，往往导致整个研发项目的失败。许多人还停留在“将电原理用导体连接起来发挥预定作用”基础上，甚至认为“PCB设计属于结构、工艺和提高生产效率等方面的考虑范畴”。许多专业射频工程师也没有充分认识到该环节在射频设计中，应是整个设计工作的特别重点，而错误地将精力花费在选择高性能的元器件，结果是成本大幅上升，性能的提高却微乎其微。
应特别在此提出的是，数字电路依靠其强的抗干扰、检纠错以及可任意构造各个智能环节来确保电路的正常功能。一个普通的数字应用电路而高附加地配置各类“确保正常”的环节，显然属于没有产品概念的举措。但往往在认为“不值得”的环节，却导致产品的系列问题。原因是这类在产品工程角度看不值得构造可靠性保证的功能环节，应该建立在数字电路本身的工作机理上，只是在电路设计（包括PCB设计）中的错误构造，导致电路处于一种不稳定状态。这种不稳定状态的导致，与高频电路的类似问题属于同一概念下的基本应用。
在数字电路中，有三个方面值得认真对待：
（1）数字信号本身属于广谱信号。根据傅里叶函数结果，其包含的高频成份非常丰富，所以数字IC在设计中，均充分考虑了数字信号的高频分量。但除了数字IC外，各功能环节内部及之间的信号过渡区域，若任意而为，将会导致系列问题。尤其在数字与模拟和高频电路混合应用的电路场合。
（2）数字电路应用中的各类可靠性设计，与电路在实际应用中的可靠性要求及产品工程要求相关，不能将采用常规设计完全能达到要求的电路附加各类高成本的“保障”部分。
（3）数字电路的工作速率正在以前所未有的发展迈向高频（例如目前的CPU，其主频已经达到1.7GHz枣远远超过微波频段下限）。尽管相关器件的可靠性保障功能也同步配套，但其建立在器件内部和典型外部信号特征基础上。
三．双传输线理论对微波电路设计及其PCB布线原则指导意义综述
（一）双线理论下的PCB概念
对于微波级高频电路，PCB上每根相应带状线都与接地板形成微带线（非对称式），对于两层以上的PCB，即可形成微带线，又可形成带状线（对称式微带传输线）。各不同微带线（双面PCB）或带状线（多层PCB）相互之间，又形成耦合微带线，由此又形成各类复杂的四端口网络，从而构成微波级电路PCB的各种特性规律。
可见，微带传输线理论，是微波级高频电路PCB的设计基础。
■ 对于800MHz以上的RF-PCB设计，天线附近的PCB网路设计，应完全遵循微带理论基础（而不是仅仅将微带概念用于改善集中参数器件性能的工具）。频率越高，微带理论的指导意义便越显著。
■ 对于电路的集中参数与分布参数，虽然工作频率越低，分布参数的作用特性越弱，但分布参数却始终是存在的。是否考虑分布参数对电路特性的影响，并没有明确的分界线。所以，微带概念的建立，对于数字电路与相对中频电路PCB设计，同样是重要的。
■微带理论的基础与概念和微波级RF电路及PCB设计概念，实际上是微波双传输线理论的一个应用方面，对于RF-PCB布线，每相邻信号线（包括异面相邻）间均形成遵循双线基础原理的特征（对此，后续将有明确的阐述）。
■ 虽然通常的微波 RF 电路均在其一面配置接地板，使得其上的微波信号传输线趋向复杂的四端口网路，从而直接遵循耦合微带理论，但其基础却仍是双线理论。所以在设计实际中，双线理论所具有的指导意义更为广泛。
■ 通常而言对于微波电路，微带理论具有定量指导意义，属于双线理论的特定应用，而双线理论具有更广泛的定性指导意义。
■ 值得一提的是：双线理论给出的所有概念，从表面上看，似乎有些概念与实际设计工作并无联系（尤其是数字电路及低频电路），其实是一种错觉。双线理论可以指导一切电子电路设计中的概念问题，特别是PCB线路设计概念方面的意义更为突出。
虽然双线理论是在微波高频电路前提下建立的，但这仅仅因为高频电路中分布参数的影响变得显著，使得指导意义特别突出。在数字或中低频电路中，分布参数与集中参数元器件相比，达到可以忽略的地步，双线理论概念变得相应模糊。
然而，如何分清高频与低频电路，在设计实际中却是经常容易忽略的方面。通常的数字逻辑或脉冲电路属于哪一类？最明显的具非线性元器件之低频电路及中低频电路，一旦某些敏感条件改变，很容易体现出某些高频特征。高档CPU的主频已经到1.7GHz，远超过微波频率下限，但仍然属于数字电路。正因为这些不确定性，使的PCB设计异常重要。
■ 在许多情况下，电路中的无源元器件，均可等效为特定规格的传输线或微带线，并可用双传输线理论及其相关参量去描述。
总之，可以认为双传输线理论是在综合所有电子电路特征基础上诞生的。因此，从严格意义上说，如果设计实际中的每一环节，首先以双传输线理论所体现的概念为原则，那末相应的PCB电路所面临的问题就会很少（无论该电路是在什么工作条件下应用）。
(二)双传输线与微带线构造简介
1、微波双线的PCB 形式
微带线是由微波双线在特定条件下的具体应用。图1-a. 即为微波双线及其场分布示意图。在微波级工作频率的PCB 基板上，可以构成常规的异面平行双线（图1-b.所示）或变异的异面平行双线（图1-c.所示）。当其中一条状线与另一条状线相比可等效为无穷大时，便构成典型的微带线（如图1-d.所示）。从双传输线到微带，仅边缘特性改变，定性特征基本一致。
注：在许多微波专业论述中，均仅仅描述由常规均匀圆柱形导体构成的双传输线，对PCB 电路的双线描述则以矩形条状线为常规双传输线。
2、微带线的双线特征
图2-a.为常规微波双线的场分布示意图。图2-b.为PCB 条状线场分布示意图。图2-c.为带有有限接地板的
微波双线场分布示意（注：图中双线之一和接地板连通）。图2-d 为具有相对无穷大接地板之双线场分布示意（注：
图中双线之一和接地板连通）。
图3-a.为典型偶模激励耦合微带线场分布示意。图3-b. 为典型奇模激励耦合微带线场分布示意。
从图1 、图2 、图3 所示场分布状态看，双线与微带线（包括耦合微带线）特性仅仅为边缘特性的不同。
四．PCB平行双线中的电磁波传输特性
（一）分布参数概念与双传输线
对于集中参数电路，随着工作频率的提高，电路中的电感量和电容量都将相应减少，如图4所示的振荡回路。
当电路中电感量小到一定程度，将使线圈等效为直线（图4-b.）；当电容量小到一定程度，将由导线间分布电容所替代（图4-c.）。
由上述定性描述得如下高频电路设计原则：
● 当工作频率较高时，集中参数将转化为分布参数，并起主导作用。这是微波电路的主要形式。
● 在分布参数PCB电路中，沿导线处处分布电感，导线间处处分布电容。
● 在高频PCB电路设计中，注意元器件标称值与实际值的离散性差别是相对于工作频率而定的。
● 由图可知，PCB条状双线就是具有分布参数之电路的简单形式，除了可以传输电磁能外，还可作为谐振回路使用。
（二）PCB条状双线分布参数的等效方式
通常将一段双线导线分成许多小段（例如每段长度1cm），然后将每段双导线所具有的分布电感与电容量表示为集中参数形式，如图5所示。图中b线，可以是PCB上与a同面并行之走线或地线，也可以是异面并行之走线，为便于解释，这里指空气中两并行线。
在双线传输分析上，常将介质损耗忽略（即R1<<ωL1，G1<<ωC1），然后等效为图5所示的“无耗传输线”形式（即忽略电磁波衰耗）。根据电磁场理论，可知每1cm的条状双传输线电感量与电容量分别为：
L1≈ (μ/π)ln(2D/d) (H)
C1≈πε/ln(2D/d) (F)
式中，μ=线间介质磁导率（H/cm）。当介质为空气时，μ=μ0=4×E-5（H/cm）；ε=线间介电常数。当介质为空气时，ε=ε0=8.85×E-10；D=双线间距；d=PCB线厚度或宽度（具体定义详见后续说明）。
综合上述的设计概念如下：
● PCB中，可分别近似认为d为铜皮宽度（对电感）或铜皮厚度（对电容），前提是对无接地板的同面双线。对于异面平行双线时，D为PCB厚度，d为线宽。
● 工作于高频状态两层以上PCB设计中，不仅要考虑同面走线间的分布参数，也需考虑异面走线间的分布参数，而且更为重要（具接地板的RF-PCB电路则属于另外的分析方式枣参见后续）。
（三）电磁波在PCB条状双线上的传输特点
图3所示的PCB条状双线等效电路中，在直流电源接入瞬间，从左到右，电压和电流是以依次向相邻电容充电，然后向次级电容放电的过程形式传播的，称为电流行波。
若将图6中电源换为简谐规律的交流源，可以推知，将有一电压行波从左至右传播。沿线电压值与时间位置均有关。这种电压行波，在工作波长与所考察传输线长度可比拟时，是较为明显的。
有电压必有电场，有电流必有磁场，所以沿线电场与磁场是以简谐规律沿传输线传播的。
综上所述，可知道微波级高频电路之PCB特征如下：
● 当PCB走线与工作波长可相比拟时，电压和电流从一端传到另一端的形式已不是电动势作用下的电流规律，而是以行波形式传播，但不是向周围辐射。
● 行波的能量形式，体现为电磁波形式，而且在导体引导下沿线传播。工作频率越高，电磁波能量形式越明显，通常意义下的集中参数器件之处理功能越弱。
● 必须明确：当频率足够高时，PCB走线开始脱离经典的欧姆规律，而以“行波”或电磁波导向条形式体现其在电路中的功能。
（四）行波的传播特性
1．入射波与反射波
对于理想的“无耗传输线”（忽略损耗），在简谐波作用下，可推出PCB传输线上瞬时电流波表达式为：
i(t , z) = Acos(ωt-βz)-cos(ωt+βz)
式中，t=传播时刻；z=传输线上位置（距起端距离）；A、B=与激励信号幅度及终端负载有关的常数（入射波与反射波幅度）；ω=相角；β=相移常数。
由瞬时电流波表达式可知，在简谐波激励下，PCB传输线上电流为两个简谐波电流的代数和。分别对式中两项作函数图，可知：第一项电流为随时间沿+Z方向（由电源到负载）的电流波；第二项为随时间沿-Z方向（由负载到电源）传输的电流波。前者称为入射电流波，后者称为反射电流波。
■ 即：稳态过程中，PCB传输线上的电流是线上向相反方向传播的两个波叠加之结果。
2．关系常数简介
■ α=衰减常数。若考虑PCB传输线损耗，则α≠0。
■ β=相移常数。其为电磁波沿PCB传输线传播单位长度的相移，与波长有关系：β=2π/λ。参照图2，又有关系：
■ γ=传播常数。考虑PCB传输线损耗时，波的衰减常数α与相移常数β的变量和，即：γ=α+jβ
■ Vp=相速，行波等相位点的传播速度。相速与β、ω间存在关系：vp=ω/β。
当电磁波传播方向是与Z方向平行，则有Vp=Vc(Vc表示光速)。可以推出：
在空气介质中则有
综上所述，可以推知高频电路及其PCB设计原则如下：
● 分布参数电路不仅仅体现在集中参数向分布参数的转化，更重要的是PCB电路的信号处理与传输，都开始部分地遵循电磁波的固有特性。工作频率越高，这种特性越突出。
● 反射波概念是提高电路输出功率或效率的根本概念，否则将导致与设计不符的一系列问题。
● 分布参数的考察，涉及电磁波理论中的一些基本物理定义，认真掌握这些物理定义在电路中的体现及计算方式，是解决设计实际的根本手段之一。
● 微波级高频电路PCB带装线的分布参数特性，可以通过一些关系常数所体现的表达式表征，并通过这些常数达到PCB设计目的。
⑷ 通信电子电路中对调频电路提出哪些要求
宽带中频放大电路的设计
摘 要
中频放大器是功率放大器的一种，同时具有选频的功能，即对特定频段的功率增益高于其他频段的增益。同时，它也是组成超外差接收机的一种，其任务是把变频得到的中频信号加以放大，然后送到检波器检波，具有工作频段较低，选择性好，工作稳定性好等特点。因此，中频放大电路在实际应用中对超外差收音机、选择性和通频带等性能指标起着极其重要的作用。在本次宽带中频放大的课程设计中，主要是通过超外差电路的工作原理来设计单元电路中各个独立的元件电路，然后对于整机电路和在此电路基础上的扩展电路进行设计，最后用仿真软件，进行仿真，调试，完成电路设计。
关键词：超外差电路，宽带中频，放大器
目录
1 设计摘要. 2
2 设计原理图. 3
3 调频电路工作原理. 4
3.2 直接调频原理. 4
3.3变容二极管直接调频原理. 5
4 电路各模块工作原理. 7
4.1变容二极管工作原理. 7
4.2 LC振荡电路工作原理. 8
4.2.1 电容三端反馈振荡电路. 9
4.2.2 电感三端反馈振荡电路. 10
5 课题要求的实现. 11
6 心得体会. 13
7 参考文献. 14
8 附录. 15
1 设计摘要
调频电路具有抗干扰性能强、声音清晰等优点，获得了快速的发展。主要应用于调频广播、广播电视、通信及遥控。调频电台的频带通常大约是200～250kHz，其频带宽度是调幅电台的数十倍，便于传送高保真立体声信号。由于调幅波受到频带宽度的限制，在接收机中存在着通带宽度与干扰的矛盾，因此音频信号的频率局限于30～8000Hz的范围内。在调频时，可以将音频信号的频率范围扩大至30～15000Hz，使音频信号的频谱分量更为丰富，声音质量大为提高。
变容二极管调频电路是一种常用的直接调频电路，广泛应用于移动通信和自动频率微调系统。其优点是工作频率高，固有损耗小且线路简单，能获得较大的频偏，其缺点是中心频率稳定度较低。较之中频调制和倍频方法，这种方法的电路简单、性能良好、副波少、维修方便，是一种较先进的频率调制方案。
本课题载波由LC电容反馈三端振荡器组成主振回路，振荡频率有电路电感和电容决定，当受调制信号控制的变容二极管接入载波振荡器的振荡回路，则振荡频率受调制信号的控制，从而实现调频。
2 设计原理图
图2.1 原理图
3 调频电路工作原理
频率调制是对调制信号频谱进行非线性频率变换，而不是线性搬移，因而不能简单地用乘法器和滤波器来实现。实现调频的方法分为两大类：直接调频法和间接调频法。
3.1 间接调频原理
先将调制信号进行积分处理，然后用它控制载波的瞬时相位变化，从而实现间接控制载波的瞬时频率变化的方法，称为间接调频法。
根据前述调频与调相波之间的关系可知，调频波可看成将调制信号积分后的调相波。
这样，调相输出的信号相对积分后的调制信号而言是调相波，但对原调制信号而言则为调频波。这种实现调相的电路独立于高频载波振荡器以外，所以这种调频波突出的优点是载波中心频率的稳定性可以做得较高，但可能得到的最大频偏较小。
3.2 直接调频原理
用调制信号直接控制振荡器的瞬时频率变化的方法称为直接调频法。如果受控振荡器是产生正弦波的 LC 振荡器，则振荡频率主要取决于谐振回路的电感和电容。将受到调制信号控制的可变电抗与谐振回路连接，就可以使振荡频率按调制信号的规律变化，实现直接调频。
可变电抗器件的种类很多，其中应用最广的是变容二极管。作为电压控制的可变电容元件，它有工作频率高、损耗小和使用方便等优点。具有铁氧体磁芯的电感线圈，可以作为电流控制的可变电感元件。此外，由场效应管或其它有源器件组成的电抗管电路，可以等效为可控电容或可控电感。
直接调频法原理简单，频偏较大，但中心频率不易稳定。在正弦振荡器中，若使可控电抗器连接于晶体振荡器中，可以提高频率稳定度，但频偏减小。
3.3变容二极管直接调频原理
变容二极管调频电路是有主振电路和调频电路构成，T为振荡管，C1、C2、C3、L1为主振回路，D为变容二极管，Cc为耦合电容隔离直流，C4为高频滤波电容，C5为耦合电容，Cb为旁路电容。R1、R2为变容二极管提供一个静态反偏电压，R3为隔离电阻，Rb1、Rb2、Re、Rc给三极管提供一个合适静态工作点。
设调制信号为uΩ(t)=UΩm cosΩt,加在二极管上的反向直流偏压为 VQ, VQ的取值应保证在未加调制信号时振荡器的振荡频率等于要求的载波频率,同时还应保证在调制信号uΩ(t)的变化范围内保持变容二极管在反向电压下工作。加在变容二极管上的控制电压为
ur (t)= VQ+ UΩm cosΩt 式(3-1)
根据式(3-1)可得，相应的变容二极管结电容变化规律为
(1)当调制信号电压uΩ(t)=0时，即为载波状态。此时ur (t)= VQ，对应的变容二极管结电容为CjQ
(2)当调制信号电压uΩ(t)=UΩm cosΩt时,对应的变容二极管的结电容与载波状态时变容二极管的结电容的关系是
令m= uΩ/(UD+VQ)为电容调制度,则可得
上式表示的是变容二极管的结电容与调制电压的关系。而变容二极管调频器的瞬时频率与调制电压的关系由振荡回路决定
无调制时，谐振回路的总电容为
；
CQ为静态工作点所对应的变容二极管节电压。
当有调制时，谐振回路的总电容为：
C∑＝；
这回路的总电容的变化量为：△C＝C∑－CQ∑；频偏△C与△f的关系:△f=1/2*f0*△C/ CQ∑。
由变容二极管部分接入振荡器振荡回路的等效电路。调频特性取决于回路的总电容C∑,而C∑可以看成一个等效的变容二极管, C∑随调制电压uΩ（t）的变化规律不仅决定于变容二极管的结电容Cj随调制电压uΩ（t）的变化,而且还与C1和C2的大小有关。因为变容二极管部分接人振荡回路,其中心频率稳定度比全部接入振荡回路要高，但其最大频偏要减小。
4 电路各模块工作原理
4.1变容二极管工作原理
变容二极管又称可变电抗二极管"。是一种利用PN结电容（势垒电容)与其反向偏置电压Vr的依赖关系及原理制成的二极管。所用材料多为硅或砷化镓单晶，并采用外延工艺技术。反偏电压愈大，则结电容愈小。变容二极管具有与衬底材料电阻率有关的串联电阻。主要参量是：零偏结电容、零偏压优值、反向击穿电压、中心反向偏压、标称电容、电容变化范围（以皮法为单位）以及截止频率等，对于不同用途，应选用不同C和Vr特性的变容二极管，如有专用于谐振电路调谐的电调变容二极管、适用于参放的参放变容二极管以及用于固体功率源中倍频、移相的功率阶跃变容二极管等。
变容二极管是根据PN结的结电容随反向电压大小而变化的原理设计的一种二极管。它的极间结构、伏安特性与一般检波二极管没有多大差别。不同的是在加反向偏压时，变容二管呈现较大的结电容。这个结电容的大小能灵敏地随反向偏压而变化。正是利用了变容二极管这一特性，将变容二极管接到振荡器的振荡回路中，作为可控电容元件，则回路的电容量会随调制信号电压而变化，从而改变振荡频率，达到调频的目的。
已知，结电容 C j 与反向电压 v R 存在如下关系：
图4.1.1变容二极管符号及电容公式
加到变容管上的反向电压，包括直流偏压 V 0 和调制信号电压 v W (t)= V W cos W t ，如图4.1.2所示，即
v R (t)= V 0 + V Wcos W t
此外假定调制信号为单音频简谐信号。结电容在 v R (t) 的控制下随时间发生变化。
图4.1.2用调制信号控制变容二极管结电容
把受到调制信号控制的变容二极管接入载波振荡器的振荡回路，则振荡频率亦受到调制信号的控制。适当选择变容二极管的特性和工作状态，可以使振荡频率的变化近似地与调制信号成线性关系。这样就实现了调频。
4.2 LC振荡电路工作原理
LC三点式振荡组成原理图如图4.2.1，其振荡频率f=。当
图4.2.1三点式振荡电路组成
和为容性，为感性时称为电容反馈振荡器，其中C=；当 和为感性，为容性时称为电容反馈振荡器，其中 L=+。当我们相应变化电容值时就能使频率作出相应的变化，以达到调频的目的。
4.2.1电容三端反馈振荡电路
图4.2.2电容三端反馈振荡电路交流电路
对于一个振荡器，当其负载阻抗及反馈系数已经确定的情况，静态工作点的位置对振荡器的起振以及稳定平衡状态（振幅大小，波形好坏）有着直接的影响。要想起振，首先三极管应该工作在静态工作点。电路应选择合适的静态工作点的位置。
电容三端反馈振荡电路利用电容C3和C2作为分压器，该电路满足相位条件，选取合适时满足振幅起振条件，即：，该电路就可振荡。可得到振荡频率近似为
式中：C是振荡回路的总电容。
该电路与电感三端反馈振荡电路相比，输出波形较好，波形更接近正弦波。适当地加大电路电容，就可减弱不稳定因素对振荡频率的影响，从而提高电路的稳定度。
这种振荡电路的特点是振荡频率可做得较高，一般可达到100MHz以上，由于C3对高次谐波阻抗小，使反馈电压中的高次谐波成分较小，因而振荡波形较好。电路的缺点是频率调节不便，这是因为调节电容来改变频率时，（既使C1、C2 采用双连可变电容）C1与C2也难于按比例变化，从而引起电路工作性能的不稳定。因此，该电路只适宜产生固定频率的振荡。
4.2.2电感三端反馈振荡电路
图4.2.3电感三端反馈振荡电路等效交流电路
由于L1与L2之间有互感的存在，所以容易起振。其次改变回路电容来调整频率时，基本上不影响电路的反馈系数。
它的输出振荡波形较差,这是由于反馈电压取自电感的两端,而电感对高次谐波的阻抗较大,不能将它短路,从而使Uf中含有较多的谐波分量,因此,输出波形中也就含有较多的高次谐波。工作频率愈高，分布参数的影响也愈严重，甚至可能使F减小到满不了起振条件。
电容三端反馈振荡电路利用电容L1和L2作为分压器，该电路满足相位条件，选取合适时满足振幅起振条件，即：，该电路就可振荡。可得到振荡频率近似为
式中：L=L1+L2+2M是振荡回路的总电容。
5 课题要求的实现
该电路电源电压12V，高频三极管3DG100,变容二极管ZCC1C(VQ=4V，CQ=75PF，Q处的斜率Kc=△j/△v=12.5PF/V)。已知VQ=4V，取R2=10K，R1=20k,来稳定静态电压VQ。隔离电压R3>>R1、R2，取R3=150k,令接入系数P=0.2，根据VQ和P值，P=Cc/(Cc+Cj),当VQ=4v时，可得到Cc=20PF。由于调制信号的频率几HZ～几KHZ，可取耦合电容C5=4.7uf,高频扼流圈L2=47uH。高频旁路电容C4对调制信号成高阻抗，取C4=5100PF。为稳定三极管的静态稳定点，取Rb1=60K，Rb2=20K，Rc=3K，Re=2k，旁路电容Cb=50uF。
变容二极管部分接人振荡回路,其中心频率稳定度比全部接入振荡回路要高，但其最大频偏要减小。
图5.1变容二极管部分接人振荡回路
该电路为了减少结电容对回路振荡频率的影响，C2和C3常取值较大，C1<<C2，C1<<C3,这该电路的振荡频率为
（公式5.1）
主振频率F0=5MHZ,取C2/C3=1/2,取C2=510PF，则C3=1100PF，取C1=15PF，由公式5.1的取L1=66.7uH。
最大的频偏△f=10KHZ，由公式和得K=0.05，由△f1=KA1.f0得A1=0.04，2CC1C为突变结变容二极管，r=1/2；则A1=1/16*m*(8+3/4m*m),得m=2A1=0.08；A0=1/16*m*m,则中心频偏△f0=KA0.f0=62.5HZ；则频率稳定度△f0/f0=62.5/5M=1.24*10-5<5*10-4,满足频率稳定度得要求。
调节三极管的稳定度和电阻参数，可使三极管的放大输出电压V0>=1V。
6 心得体会
通过学习高频电子线路这门课程，使我能综合运用电工技术，高频电子技术课程中的所学到的理论知识来完成设计和分析电路，熟悉了工程实践中高频电子电路的设计方法和规范，达到综合应用电子技术的目的。学会了文件检索和查找数据手册的能力。学会了应用protel软件的使用。还学会了整理和总结设计文档报告。学到很多东西，但就我个人感觉而言，学到的东西，对我后面一年的学习有重要的指导作用，不敢说以后，但在毕业前的这段时间内，这次学习对我的确很重要。
学到了如何务实，如何去学一门技术，同时也知道了如何学习，什么才是学习。这次设计，使我由理论学习向实际生产的方向更近了一步。让我对自己所学的专业有了更加清晰的理解，也对自己现在的专业技术水平有了更加明确的理解。这次的设计中，我体验到了一名专业电子设计工程师设计产品的各个过程，让我对自己的未来的职业定位有了充分的心里准备。总而言之，此次课程设计让我感到受益匪浅。
同时我认为我们的工作是一个团队的工作，团队需要个人，个人也离不开团队，必须发扬团结协作的精神。某个元素的离群都可能导致整项工作的失败。设计中只靠一个人知道的是远远不够的，我们要综合运用各项知识。才能适应发展。
回顾起此次高频课程设计，至今我仍感慨颇多，在整整一星期的日子里，可以说得是苦多于甜，但是可以学到很多很多的的东西，同时不仅可以巩固了以前所学过的知识，而且学到了很多在书本上所没有学到过的知识。通过这次课程设计使我懂得了理论与实际相结合是很重要的，只有理论知识是远远不够的，只有把所学的理论知识与实践相结合起来，从理论中得出结论，才能真正为社会服务，从而提高自己的实际动手能力和独立思考的能力。在设计的过程中遇到问题，可以说得是困难重重，我毕竟不是专家级的，难免会遇到过各种各样的问题，同时在设计的过程中发现了自己的不足之处，对以前所学过的知识理解得不够深刻，掌握得不够牢固，
通过对高频电路的学习，了解了现实社会中的某些东西的运用都是通过运行才实现的。在此次课程设计过程中，我们解决了一些主要问题，以便能解决实际问题，也通过老师的指导顺利的完成了课程设计。在以后的实验过程中，我会克服更多的困难，去学习，以便进行实践。
这次课程设计终于顺利完成了，在设计中遇到了很多问题，最后在同学和老师的辛勤指导下，终于游逆而解。同时，在老师的身上我学到很多实用的知识，在此我表示感谢！在本次高频设计的过程中，老师们给了我很大的指导和帮助。不仅使我在规定的时间内完成了系统的设计，同时还使我学到了很多有益的经验。在此,我谨向他们表示最衷心的感谢。
很感激学院让我们有这次学习的机会，这次学习对于我们没有真正实践经验的同学来说，绝对是一次成长的机会。
7 参考文献
[1] 李银华.电子线路设计指导.北京航空航天大学出版社,2005.6
[2] 谢嘉奎,宣月清,冯军.电子线路.高等教育出版社,2000.5
[3] 张肃文.高频电子线路.第五版 高等教育出版社,2004.11
[4] 谢自美.电子线路设计.实验.测试 华中科技大学出版社,2003.10
[5] 胡宴如.高频电子线路.北京:高等教育出版社,1993.5
8 附录
附表一 元件清单
电容：
1 47u C5
1 510P C2
1 15P C1
1 1100P C3
1 5100P C4
1 50u Cb
色环电阻：
1 47K R1
1 10K R2
1 150K R3
1 20K Rb2
1 60K Rb1
1 3K Re
1 2K Rc
色环电感：
1 66.7uH L1
1 47uH L2
变容二极管：
1 ZCC1C D1
三极管：
1 3DG100 T1